電源のノイズ対策におけるフィルタインダクタの応用

1 Introduction

スイッチング電源のデジタル回路が普及・発展するに伴い、電子機器から放射され漏えいする電磁波は、他の電子機器の正常な動作を深刻に妨げるだけでなく、機器の誤作動や伝送エラー、制御障害などを引き起こします。さらに、人間の健康と安全を脅かし、目に見えない汚染として、水や大気、騒音といった有形の汚染の危害に劣らない問題となっています。そのため、電子機器における電磁干渉（EMI）の低減が世界の電子産業の関心事となっています。この目的から、欧州共同体の関連EMC委員会の関連法令が1992年1月に施行され、その後段階的に整備が進められ、最終的に1996年1月4日に完全に効力を発揮しました。この法令では、欧州および国際的なEMC基準に適合しない製品は市場への販売を認めず、違反行為に対して厳重な処罰が科されることになっています。また、一部の製品認証においては、EMC認証と電気安全認証を前提条件としています。この動きは世界の電子機器市場に大きな衝撃を与え、EMCは国際貿易に影響を及ぼす重要な指標となりました。中国も国際基準に整合するため、相次いで関連するEMC規制を制定しています。その一環として、中国はこれまでに何度も電磁両立性に関する標準や実証会議を開催してきました。特に、1997年1月1日以降に市場に出回る電子機器については、無線干渉に対する抑制対策を策定・設計し、抑制部品を配置することが求められています。これにより、発生する電磁干渉が標準で定められたレベルを超えないようにしなければなりません。1997年1月以降、市場に流通するすべての製品にはEMCマークを付けることが義務付けられました。これは中国の電子製品が国際市場での競争に参加するための第一歩となりました。

2 抗干渉フィルターの特性

アンチ干渉フィルタと従来の信号フィルタには概念的な違いがあります。信号フィルタはインピーダンス整合の条件下で動作し、すなわちフィルタを通過することで入力信号と出力信号の振幅を変化させずに保ちつつ、周波数領域の一部を期待通りに処理・変換します。一方、EMIフィルタは機器内外へ侵入する電磁干渉を抑制するために用いられ、双方向の抑制機能を備えています。そのため、EMIフィルタのポートと機器との間には最大限のインピーダンス不整合が必要です。このようにして、フィルタによる電磁干渉の減衰量は、フィルタ自身のネットワークの減衰量に加えて、入出力ポートによって生じる反射分をも考慮したものとなります。以下の規則を遵守する必要があります（表1参照）。ここで、Rsは送電網の入力インピーダンスであり、電力の量に応じて変化します。RLはEMIフィルタの出力インピーダンスで、負荷の大きさに応じて変動します。

電気的な観点から見ると、フィルタにおいて最大の吸収（または損失）が生じるのは、インピーダンスが不一致である場合に限られ、EMCの専門用語ではこれを「フィルタ挿入損失」と呼びます。EMIフィルタは主に伝導性干渉を除去または低減することを目的として設計されています。実際、伝導性干渉は共通モード干渉と差動モード干渉に分けられますが、いわゆる共通モード干渉とは、位相線と接地線間の干渉信号の位相が同一で、電位が等しい状態を指します。一方、差動モード干渉とは、位相線同士の干渉信号の位相差が180°（等電位）となる状態を指します。図1をご覧ください。

したがって、フィルタ回路は、共通モード対策回路と差動モード対策回路に分けられます。図中のLC1、LC2およびCy1、Cy2は共通モードフィルタ回路を構成し、LC1、LC2は共通モードフィルタ用インダクタ、Ld1、Ld2、Cx1、Cx2は差動モード回路を形成しています。一般的に、共通モードインダクタLcの値は0.3mH～38mHとされ、共通モードコンデンサCyについては、漏れ電流を1mA以下に抑える限り、なるべく大きな値を選定します。差動モードインダクタLdの値は一般に数十～数百マイクロヘンリーであり、その容量には耐電圧が1.4kVを超えるセラミックまたはポリエステルコンデンサを選択する必要があります。Ld1、Ld2の差動モードインダクタンスおよび容量の値が大きいほど、低周波領域での効果が向上します。市場で購入できるEMIフィルタの多くは共通モード干渉対策を目的として設計されており、差動モード抑制に対する効果は非常に低いのが実情です。実際、スイッチング電源の干渉には共通モード干渉と差動モード干渉が同時に存在し、特にアクティブ・パワー・ファクター補正回路では差動モード干渉の強度が非常に大きくなります。スイッチング電源の場合、EMIフィルタは高周波数域のEMI信号を低周波数域のEMI伝導キャンセリングよりもはるかに容易に抑制できます。多くの場合、共通モードインダクタンスの違いによって、300kHz～30MHzの伝導干渉レベルを除去することが可能です。フィルタの設計および選定は、回路の実際のニーズに応じて行う必要があります。まず、伝導干渉レベルを測定し、規定のEMC基準限界と比較します。一般的に、0.01MHz～0.1MHzの周波数帯域では差動モード干渉が主に影響を及ぼし、0.1MHz～1MHzの周波数帯域では差動モード干渉と共通モード干渉が複合的に作用します。一方、1MHz～30MHzの周波数帯域では主に共通モード干渉が支配的となります。実験結果に基づき、基準超過信号に対して抑制効果のあるフィルタやデバイスを判断・選定します。もちろん、実際の運用はかなり複雑であり、相当な技術レベルと経験が必要です。

3 EMIフィルタにおけるインダクタ材料の選定

電子機器における電磁干渉の低減は、電子製品の市場性を左右する重要な課題となっています。ソフト磁性材料はEMIフィルターにおいて欠かせない部品となり、その役割は極めて重要です。ソフト磁性材料を用いた各種のEMI抑制部品は、多様な電子回路やデバイスで広く利用されています。これは、ソフト磁性材料が独自の特性を持つため、電磁干渉対策分野で中心的な役割を果たしているからです。しかし、電子機器メーカーがすべての電子機器に対して標準値以下に干渉を低減できる汎用的なEMIフィルターを期待するのは現実的ではありません。EMIフィルターの設計は、電子機器のEMC規格、すなわち周波数帯域範囲やEMI信号を抑えるべき過剰レベルに応じて選択されるべきです。特に、フィルターに使用されるソフト磁性材料が重要です。ソフト磁性材料には多くの種類があり、それぞれ固有の電磁特性を持っています。Bs、μi損失などの基本的な磁気特性に加え、電気的特性である抵抗率、帯域幅、インピーダンスなども考慮に入れる必要があります。必要な干渉信号の抑制度の範囲に応じて適切なフィルタ回路を決定し、その後、周波数帯域に合った磁性材料を慎重に選定することで、最も経済的かつ優れた効果を得ることができます。もし特定の材料を用いてさまざまな抗干渉フィルターに対応させようとしても期待通りの効果が得られない場合、その周波数帯域に適した磁性材料を選ぶことが必要です。材料の観点から見ると、EMIフィルターは不要な信号を遮断し、それを熱として消費することで、必要な信号はほとんど減衰することなく通過させます。ここで注意すべき点は、熱として消費されるエネルギーが、電流の作用下でコイルが生じるジュール熱（すなわちI²R）を指すわけではないということです。そのため、コイルを巻く際には、導線径の大きい銅線を使用してこのエネルギー損失を最小限に抑える必要があります。電気的な観点から見ると、フィルター内の磁性材料を含むインダクタンスは、低周波では純粋なインダクタンスLと純抵抗Rの直列接続に相当し、そのインピーダンスZはZ=R+jωLとなります。平均直径Dのリングについて、アンペアの法則および電磁誘導の法則に基づくと：

e = N1S · dB/dt

H＝N1I/l

ここで、N1,I はリングコア上の励磁コイルの巻数および電流を表す。

S - コアの断面積；

l - 平均磁気回路長（πD）。

位相ベクトルで表すと：

μ＝μ′－jμ″

低周波では、コアは等価になります：Z=R+jωL=E/Im

上記の式に対する置換

だからあなたは次のようなことができます：

磁気パラメータは、上記の式を通じて電気パラメータと直接結びついています。これは、磁性材料の磁気パラメータが回路内で果たす役割を表しています。式(1)は、回路内のインダクタンスが磁性材料の弾性透磁率μ′に直接関連していることを示しており、周波数に依存しないデバイスの純粋なインダクタンスを表しています。回路内の抵抗Rは、磁性材料の複素透磁率μ″の虚部と関連しています。式(2)は、材料の渦電流損失、ヒステリシス損失および残留損失と関連しており、周波数にも依存します。電気的に見ると、これは等価抵抗Rに相当します。最終的に、デバイスの熱エネルギーは空間へと放散され、EMIフィルタ内のインダクタは、磁性材料のこの特性を活かして干渉信号を除去することができます。別の視点から見れば、EMIフィルタのインダクタが発熱することは正常であり、それが回路の正常動作に影響を及ぼさない限り問題ありません。

図2は、直列等価回路におけるフィルタインダクタのR対周波数曲線を示しています。これはインダクタの挿入損失曲線と同等です。低周波帯、すなわちf＜f1では、回路内のインダクタのインピーダンスRが非常に小さく無視できるため、電流は損失なく流れます。この段階では、インダクタの磁気自体が消費するエネルギーはほとんどなく、主にコイルの発熱（I²R）が問題となります。高電流環境下でのみ、このエネルギー変換による発熱を考慮する必要があります。例えば、大出力サイリスタ調光ランプ回路におけるノイズ除去用インダクタの場合、電流が20A～50A、あるいはそれ以上に達するため、たとえ巻線抵抗が小さくても、エネルギーは電流の二乗に比例するため、コイルの発熱量は非常に大きくなります。この場合、銅線の直径を太くすること（単線または多線）によってのみ、コイルの温度を大幅に下げることができます。周波数がf1～fcの帯域にあるとき、負のインピーダンス曲線からわかるように、等価抵抗Rは周波数の上昇とともに徐々に増加します。これは、回路インダクタのエネルギー蓄積機能が周波数の上昇とともに低下し、損失が周波数とともに増加することを示しています。特にfc付近では等価抵抗Rが急激に増加しますが、磁気的観点から見ると、磁性材料が回路内の高周波エネルギーを吸収し、材料内部の損失へと変換します。具体的には、磁区壁の運動や微小渦電流効果によるミクロな損失などが挙げられます。つまり、fc付近ではもはやエネルギー蓄積効果がなくなってしまいます。fcのレベルは磁性材料の特性に依存します。一般的に、フェライト材料のfcは高く、金属磁性材料のfcは低い傾向があります。ただし、同じ材料であっても、製造プロセス中の材料組成を変更することで、fcのレベルを人為的に調整することが可能です。周波数がfcを超えると、インピーダンスは再び低下し始め、f2付近で小さなピークが現れます。これは高周波領域における寄生容量Cwによる共振吸収によるものです。このピークの周波数はインダクタンスの分布パラメータに依存し、材料の性能とはあまり関係ありません。実際、EMIフィルタインダクタのノイズ除去効果は、磁性材料の特性を活かしたものなのです。

EMIフィルタは、共通モードノイズ対策フィルタと差動モードノイズ対策フィルタに分けられます。そのため、フィルタ用インダクタに求められる磁気特性の要件は完全に異なります。以下に簡潔に説明します。

(1) コモンモードフィルタ用インダクタ材料の選定　図1に示すように、コモンモードインダクタのコイルは、磁気リングに巻かれた2つの独立したコイルLc1とLc2から構成されており、巻数は同一で巻き方向が互いに逆になっています。EMIフィルタを回路に接続すると、2つのコイルが生成する磁束がコア内で相互に相殺され、コアが飽和することはありません。干渉信号が比較的弱いため、磁気コアは一般に低磁界領域で動作し、コモンモードフィルタ用インダクタには初期透磁率μ0が高い材料が必要です。しかし、それも必ずしも初期透磁率だけが重要というわけではありません。

数値が高ければ高いほど良いですが、回路内の磁性材料の電気的特性も考慮する必要があります。以下では、μ0が大きいさまざまな種類の軟磁性材料を選定し、同じ条件下でそれらの周波数特性とインピーダンス特性を測定しました。これにより、インダクタコアの挿入損失の傾向を示すことができ、その性能は表2および図3に示されています。

カーブIVは、対共通モード干渉防止用に特別に設計された外国製の誘導コア（Mn-Znフェライト）です。国内製フェライトと比較すると、100Hz～10000Hzの低周波帯域において、材料自体の高抵抗率により交流等価抵抗が小さく、この周波数帯域における干渉信号の損失が非常に小さいことを示しています。また、この帯域では主にインダクタンスリアクタンスが大きな役割を果たします。このことから、フェライト材料は低周波干渉信号に対して抑制効果を持たないことがわかります。一方、超結晶および1J851材料は材料の抵抗率が比較的低いため、周波数が上昇するにつれて損失も増加します。これは、コアの渦電流損失によって生じる等価抵抗Rがフェライトに比べてはるかに大きいことを示しています。10kHz～100kHzの周波数帯域ではRがさらに上昇し、この帯域での干渉信号の抑制効果も強まります。特に1J851および超結晶材料は干渉信号の抑制に対する減衰が最も大きく、フェライトはその効果が小さいです。線形フィルタの場合、動作周波数が50Hz～60Hzまたは400Hz～800Hzの電源については、できるだけ除去または低減させる必要があります。10kHzの干渉信号に対しては、金属磁性材料（または非晶質超結晶）を使用するのが最適です。この周波数帯域におけるフェライトによる干渉信号の吸収効果は、明らかに金属磁性材料に劣ります。100kHz～1MHz付近の周波数帯域では、フェライト材料のRが急激に上昇する一方で、金属磁性材料および超結晶材料は依然として安定して上昇し、輸入フェライトは1MHzでピークに達します。その値は最も大きく、次いで1J851が続きます。国内製フェライトは3MHz付近でピークを迎えますが、その変化は比較的平坦です。この曲線の変化からわかるように、フェライトのピーク吸収は約7MHz付近ですが、その吸収領域は比較的狭いのに対し、金属磁性材料の吸収領域は比較的広いです。そのため、異なる材料が異なる周波数に対して持つ吸収感度は異なります。したがって、共通モードフィルタを製作する際に選択するインダクタ材料は、回路が要求する抑制周波数帯域に応じて慎重に選定することが極めて重要です。同時に、表1と図2の曲線比較から明らかなのは、インダクタンスが高ければ高いほど望ましいのですが、その電気的特性を考慮する必要があり、巻数を増やすことでインダクタンスを単純に増大させることはできません。なぜなら、巻数を増やすと高周波時の寄生容量が増加してしまうからです。

（2 ディファレンシャルモードフィルタのインダクタ材料の選択は、コモンモードフィルタのインダクタ材料とは全く異なります。これは、インダクタと負荷が直列接続されており、入力電流または出力電流が直接インダクタコアを通過するため、その交流（直流）電流が非常に大きくなるからです。当然のことながら、高透磁率の材料は使用できません。ディファレンシャルモードノイズ対策フィルタのインダクタコアのニーズに適応するため、当初はフェライトや金属磁性材料の間にエアギャップを設けて退磁磁場を強化する手法が用いられ、これにより透磁率を低下させ、コアの過飽和耐性を向上させてきました。しかし、これは電源入力で使用される交流電流のノイズ対策には明らかに不適切です。

大規模な放射干渉により、開放されたエアギャップでは強力な交番漏れ磁界が生じるだけでなく、エアギャップの断層部における局所損失や加熱も発生し、フェライト磁性が劣化、甚至は消失に至ります。フェライトのキュリー温度は200℃であるため、この温度付近ではμ0に相当する磁束密度がゼロまで低下し、フィルタリング効果が失われてしまいます。さらに、磁歪現象によりエアギャップで新たな機械的ノイズが発生し、環境を汚染することになります。そのため、人々は新しい複合磁粉コアを用いるようになりました。これは現在最も理想的なフィルタインダクタ材料であり、絶縁被覆した金属軟磁性粉末を圧着・焼鈍して作られます。これにより、集中型のエアギャップがコア内に均一に分散した微小な孔として存在することになり、材料の飽和磁束密度が向上するだけでなく、コアの電気抵抗率も元のものより桁違いに高まり、等方性も得られるため、金属磁性材料が高周波で使用できないという欠点を克服できました。このため、海外では差動モードフィルタインダクタのすべてが、開放型フェライトコアではなく磁粉コアを採用しています。各種特性を持つ磁粉コアを用いて周波数-インピーダンス曲線を測定した結果（図4参照）、図中の変化曲線は異なる磁気特性を持つインダクタを示しており、それらのインピーダンスと周波数の変化はそれぞれ異なります。鉄粉コアSF70および55930のインピーダンスは、干渉周波数が2kHz未満の場合にはほぼ変化せず、吸収がないことを示しています。一方、SF30では60kHz以下でも信号に対する吸収効果はほとんど見られません。2MHz付近で吸収が急激に増加し、10MHz付近で最も強い吸収が観測されます。一方、SF70では100kHz以降はあまり変化しません。このように、異なる特性を持つ材料では干渉信号の吸収周波数帯域も異なります。国内外で広く普及している電子調光装置の多くは位相シフト式サイリスタ調光方式を採用しています。サイリスタが導通する瞬間、急激な電流変化により大量の高周波ハーモニックスが生じ、これが電磁干渉を引き起こします。この干渉は音響機器や照明器具、ビデオ録画機器などに深刻な影響を与えるだけでなく、送配電系統にも重大な妨害を及ぼします。そのため、防干渉用インダクタを設置する必要があります（米国のLeeColorTran、英国のLank、日本のRDSなどがこの手法を用いて干渉を抑制しています）。便宜上、インダクタコアの耐干渉性の程度を判断するため、解析用の電流立ち上がり時間trを用います。異なる材料に関するデータは表3に示されています。

調光ランプの産業検出における干渉抑制効果は、電子式調光器をオンにした際の電流上昇時間trで表すことができます。上昇時間が長ければ長いほど、回路の高調波成分は小さくなり、干渉抑制効果が向上します。表から容易に分かるように、国内製品ZW-1インダクタのtr時間は最大450μsに達する一方で、その磁気透磁率はわずか70にすぎません。一方、開いたアモルファスストリップコアは最も高い透磁率（μe＝800）を有していますが、電流上昇時間は短すぎてわずか100μsにとどまり、機械的なノイズも深刻です。このことは、インダクタンスを追加した後の抗干渉能力は、磁気透磁率が高い場合にも低い場合にも必ずしも良好ではなく、むしろ選択された磁性材料に依存することを示しています。さらに詳しく分析するために、同じ条件下で異なる材料の干渉電圧を測定しました。図5は、英国製Lank社および国内製ZW-1社の磁粉コアと常開コアの電源端子における干渉電圧と周波数の関係を示したものです。

「電子調光機器の電波干渉の許容値および測定方法」の測定結果によると、国内製のZW-1インダクタと英国製のLankインダクタを比較すると、国内製ZW-1インダクタの抗干渉レベルはA基準を下回っているのに対し、英国製Lankインダクタは0.16MHz～3.5MHzの周波数帯で基準を超えており、オープン型シリコン鋼板を使用した抗干渉インダクタは0.01MHz～1.2MHzの周波数帯で基準を上回っています。オープンコアを抗干渉インダクタとして用いる限り、基準を満たすことは不可能です。現在、国内の調光ランプの多くが抗干渉インダクタとしてフェライト磁気リングを使用していますが、これは明らかに誤りです。フェライトは常に飽和領域で動作するため、干渉を抑制するどころかむしろ増幅してしまいます。

図6は、プログラム制御スイッチ用100A抗干渉フィルターの減衰特性を示しています。抗干渉減衰特性Iは輸入された類似のフィルターで、0.01MHz～100MHzの周波数範囲における干渉レベルの減衰が比較的均一かつ滑らかです。特性IIはオープンフェライトをフィルターに使用したもので、0.4MHz～0.8MHzの周波数帯でのピーク値から、この周波数帯における干渉信号の減衰が小さく、要求を満たしていません。その後、米国のマイクロメタル社製鉄粉コアに置き換えられたところ、0.2MHz～0.45MHz帯での抗干渉能力は弱かった（特性III参照）ものの、それでもオープンフェライトよりは改善されました。しかし依然として理想的とはいえませんでした。なぜなら、通信電源にとって最も厄介なのは低周波干渉であるからです。その後、特別に開発された磁性粉末コアを用いたフィルターの干渉レベル（特性IV）は、特性IIやIIIよりも優れており、海外の類似フィルターの性能さえ上回りました。以上の例からもわかるように、EMIフィルターの開発にあたってはフィルターインダクタの選定に特に注意を払う必要があります。適切な磁性材料を選ぶだけでなく、求められる減衰帯域に合った磁気特性を選択することが重要です。したがって、EMIフィルターにおいて磁性材料の選定は極めて重要な役割を果たします。

4 抗干渉フィルタの発展動向

現在の電子回路は高速デジタル回路へと移行しつつあります。高い実装密度と高速な計算処理能力は、EMCに対してより高い要求を課しています。電子製品の小型化、多機能化、モバイル化の進展に伴い、電子製品の実装手法も表面実装技術への移行が促され、干渉がさらに低減されています。同時に、動的応答性を向上させ、干渉を低減するためには、電源バスのリードインダクタンスを低減することが必要です。最も効果的な方法は、電源を負荷の直近に設置し、集中型電源方式（大出力電源）ではなく分散型電源方式（小型電源）を採用することです。これによりリードの長さを大幅に短縮でき、放射干渉を効果的に低減できます。そのため、今後数年間で米国では低消費電力16W～25W、低電圧（出力電圧最低1.2V）のDC/DCスイッチング電源が本格的に開発される見込みです。このようにチップ磁気部品は小型化の鍵となる材料の一つであり、その種類としては巻線式チップインダクタ、積層式チップインダクタ、薄膜チップインダクタに分けられます。このため、上海鉄鋼研究所は金属薄膜インダクタおよび薄膜トランス部品の開発を開始しました。現在、米国や日本における一部の重要な研究機関では薄膜インダクタや薄膜トランスの研究を始め、それらを集積部品と組み合わせることで、超小型かつ高信頼性・高耐障害性を備えた新たなパワーモジュールの開発が進められています。このことから、超小型インダクタおよびトランスが21世紀における磁気部品の開発方向であることが明らかです。